전류급전 전력 처리의 개요

수십 킬로와트 전력 범위의 스위칭 전원 공급 장치는 지난 수십 년간 기존의 실리콘 제어 정류기(SCR) 기반 토폴로지를 서서히 대체해 왔습니다. 그 장단점은 잘 알려져 있습니다. 스위칭 전원 공급 장치의 고주파 동작은 자성 부품의 크기와 무게를 줄일 수 있게 하며, 전원 및 부하 변동에 대한 더 빠른 응답 시간을 가능하게 합니다. 주요 단점은 스위칭 소자에 가해지는 요구로 인해 고전력 스위칭 전원 공급 장치가 SCR 기반 장치보다 신뢰성이 낮을 수 있다는 것입니다.

현재 고전력 스위칭 모드 응용 분야에 다양한 전력 회로 토폴로지가 사용되고 있습니다. 가장 일반적인 구성은 세 가지 전력 변환 단계로 이루어집니다:

• 3상 입력 전원을 DC 전압으로 변환하는 AC-DC 컨버터.
• DC 버스의 전압을 고주파 AC 전압으로 변환하는 DC-AC 인버터 또는 컨버터.
• 고주파 AC 전압을 DC 전압으로 변환하는 2차 AC-DC 컨버터.

두 AC-DC 컨버터는 동작 주파수를 제외하면 기능이 매우 유사합니다. 이 컨버터들은 주로 정류기, 저역 통과 필터, 스너버로 구성됩니다. 스너버는 스위칭 과도 전압을 제한하고 기생 성분에 저장된 에너지를 흡수합니다. 두 번째 단계인 DC-AC 컨버터는 일반적으로 20 kHz 이상의 주파수에서 변압기를 구동하는 고주파 전압을 생성합니다. 변압기는 절연 격리와 변압기 권선비에 의해 결정되는 출력 전압 생성을 위해 필요합니다. DC-AC 컨버터는 가장 복잡한 단계이며, 현재 다양한 전력 처리 토폴로지가 생산에 사용되고 있습니다.

대부분의 고전력 DC-AC 컨버터는 고주파 변압기를 여자하기 위해 H-브리지 구성, 즉 4개의 전력 소자를 사용합니다. H-브리지는 펄스 폭 변조(PWM) 또는 기타 변조 전략으로 제어되어 제한된 펄스 폭 또는 진폭의 전압을 생성합니다. H-브리지의 변조를 통해 제어 가능한 출력 전압이 생성됩니다.

DC-AC 컨버터 토폴로지는 세 그룹으로 분류됩니다: 경성 스위칭 컨버터, 연성 스위칭 컨버터, 공진 컨버터. 토폴로지 간의 주요 차이점은 전환 기간(스위칭 전이) 동안 스위칭 소자의 부하선입니다. 전력 소자가 가장 많은 전력을 소산하는 것은 바로 이 전환 기간 동안입니다.

경성 스위칭 컨버터는 전력 소자 및/또는 스너버가 전환 에너지를 흡수하도록 합니다. 연성 스위칭 컨버터는 전환 기간 동안 손실을 줄이기 위해 전력 파형을 성형하는 추가 수동 회로를 갖추고 있습니다. 전환 손실 감소의 이점은 회로 복잡성 증가, 추가적인 도통 상태 손실(파형 변형으로 인한), 부하 조건에 대한 민감성으로 상쇄됩니다. 공진 전력 컨버터는 고도로 조율된 탱크 회로를 가지고 있어 소자 전압이나 전류가 정현파 형태로 나타나게 합니다. 장단점은 연성 스위칭 컨버터와 유사합니다. 공진 전력 컨버터는 2차 시스템이며, 타이밍이 연성 스위칭 컨버터보다 더 중요합니다.

경성 스위칭, 연성 스위칭, 공진 컨버터는 일반적으로 DC 전압원에서 동작하도록 설계되며, 통상적으로 전압급전 컨버터라고 합니다. 전압급전 컨버터는 특성상 관통 전류 문제에 취약하며, 이는 하나의 소자가 꺼지기 전에 다른 직렬 연결된 소자가 켜질 때 발생할 수 있습니다. 치명적인 문제를 최소화하기 위해 보호 회로를 설계할 수 있지만, 일반적으로 이러한 보호 회로는 1~2 마이크로초 이내에 관통 전류 문제를 감지하는 데 효과적이어야 합니다. 소자 매개변수의 변동과 전압급전 컨버터의 비정상적인 변조는 반주기 전압 불균형을 일으킬 수 있으며, 이는 변압기 코어 포화를 초래할 수 있습니다. 보호 회로는 전력 반도체에 손상이 발생하기 전에 이러한 조건을 감지할 수 있는 응답 능력을 갖추어야 합니다.

전류급전 전력 컨버터 [1]-[3]는 전압급전 컨버터의 전기적 쌍대(dual)로서, 덜 알려지고 적게 사용되지만 전력 변환을 위한 또 다른 전력 회로 대안입니다. 이 전력 컨버터의 전압급전 방식 대비 장점은 관통 전류와 반주기 대칭 문제가 소자 고장이나 코어 포화를 일으키지 않는다는 것입니다. 이는 SCR 기반 컨버터의 특성이며, 전류급전 컨버터가 더 견고한 경향이 있는 주요 이유 중 하나입니다. 전류급전 컨버터의 주요 단점은 DC 버스 전압을 DC 전류로 변환하기 위한 네 번째 전력 변환 단계가 필요하다는 것입니다. 추가 단계로 인해 복잡성과 손실이 증가하지만, 전력 변환 단계를 보다 효율적으로 동작하도록 만들 수 있습니다. 전류급전 전력 컨버터 토폴로지가 전압급전 컨버터보다 적게 구현되는 주된 이유는 비용입니다.

이 논문에서는 전압급전 컨버터와 전류급전 컨버터의 차이점 및 전력 반도체 스트레스를 유발하는 조건에 대한 민감성을 설명합니다. 네 번째 전력 변환 단계인 전압-전류 컨버터의 구현에 관한 문제도 논의됩니다.

전압급전 컨버터의 특성

전압급전 컨버터의 간략한 회로도가 그림 1에 나와 있습니다. 이 컨버터는 H-브리지, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT) Q1~Q4, 전력 변압기 T1, 출력 정류 다이오드 D5~D8로 구성됩니다. 입력 전압원은 배터리, DC 전원 공급 장치, 또는 정류된 AC 버스일 수 있습니다. 실용적인 이유로, 커패시터 C1은 고주파에서 저임피던스 버스를 보장하기 위해 필요합니다. 인덕터 L1과 커패시터 C2는 출력의 AC 성분을 제거하는 저역 통과 필터를 구성합니다.

기존의 경성 스위칭 PWM 변조 방식에서, Q1과 Q4는 반주기의 일부 동안 도통하고, Q2와 Q3는 나머지 반주기의 일부 동안 도통합니다. 이를 통해 변압기 T1이 교대 반주기마다 동일하게 여자됩니다. 변압기 2차 측의 정류된 전압을 평균하면 IGBT의 도통 기간에 비례하는 DC 출력 전압이 생성됩니다.

전압급전 컨버터에서 타이밍은 매우 중요합니다. IGBT Q1, Q2 또는 Q3, Q4가 동시에 도통하면, 도통 소자에서 전류가 급격히 상승하여 수 마이크로초 이내에 소자 고장이 발생합니다. 이러한 치명적인 동작 조건을 방지하기 위해 설계자들은 변조 방식에 턴온 지연을 도입하고, DC 버스 전류를 모니터링하며, 전력 소자의 도통 상태를 감지합니다. 이러한 보호 방식을 성공적으로 구현하는 데 있어 과제는 회로가 고속 결함에 대해 반응성이 있으면서 동시에 전기적 노이즈에 둔감해야 한다는 것입니다. 이는 전력 수준이 수십 킬로와트에 달할 때 특히 어려운 과제입니다.

전압급전 컨버터의 이차적 문제는 도통 전압의 변동, 상승 및 하강 시간의 변동, 오류 스위칭 상태로 인한 DC 전압의 생성입니다. DC 전압으로 변압기를 여자하면 앞서 설명한 바와 같이 코어 포화와 전력 소자 고장이 발생합니다. 치명적인 사고를 방지하기 위한 일반적인 방법으로는 변압기에 에어 갭 배치, 변압기 1차 권선과 직렬로 DC 차단 커패시터 배치, 주기별 전류 균형을 위한 전류 모드 변조 적용 등이 있습니다.

전류급전 컨버터의 특성

전류급전 컨버터는 전압급전 컨버터의 전기적 쌍대(dual)입니다. 그림 2에 나타낸 바와 같이, 전류급전 컨버터는 H-브리지, IGBT Q1~Q4, 전력 변압기 T1, 출력 정류 다이오드 D5~D8로 구성됩니다. 입력 전류원은 추가 전력 전자 회로로 생성되어야 합니다. 실용적인 이유로, 인덕터 L1은 고주파에서 고임피던스 버스를 보장하기 위해 필요합니다. 전압급전 컨버터와 달리, 출력 필터는 커패시터 C1 단일 부품으로 구성됩니다.

전류원 컨버터는 전압원 컨버터와 전압 및 전류 파형이 전치된 모드에서 동작합니다. 동작 시 IGBT Q1~Q4가 PWM 변조되어야 하지만, 이 경우 Q1, Q3 또는 Q2, Q4가 동시에 비도통 상태가 되어서는 안 된다는 제약 조건이 있습니다. 이 제약 조건은 H-브리지의 입력 임피던스가 항상 유한한 값을 유지하도록 보장합니다. 그렇지 않으면 개방 회로에 전류원이 공급되어 파괴적인 고전압이 발생합니다. (참고로, 스위칭 상태 및 비정상 동작 조건에 대한 제약 조건은 전압원 토폴로지의 전기적 쌍대입니다.) 변압기 2차측의 정류 전류를 평균하면 IGBT의 도통 기간에 비례하는 DC 출력 전류가 생성됩니다.

변압기 T1은 전류 PWM 파형으로 여자되므로, 온 상태 전압의 변동, 상승 및 하강 시간의 변동, 그리고 잘못된 스위칭 상태에 기본적으로 둔감합니다. 전류원 컨버터에서는 전류가 DC이더라도 암페어-턴 여자가 정상 동작 범위 내에 있는 한 코어 포화를 방지할 수 있습니다.

전류원 컨버터의 단점은 전류원이 일반적으로 쉽게 이용할 수 없으며, 전압원으로부터 생성해야 한다는 점입니다. 벅 컨버터 또는 초퍼의 사용은 전력 반도체를 매우 효율적으로 활용하기 때문에 당연한 선택입니다. 이 추가 전력 변환 단계를 통해 전류원 컨버터, 초퍼 또는 양쪽 모두에서 제어를 수행할 수 있습니다. 그림 3은 3상 입력 정류기, 초퍼, 전류원 컨버터 및 출력 정류기로 구성된 고출력 컨버터를 보여줍니다.

입력 초퍼와 결합된 전류원 컨버터의 혁신적인 특징은 비정상 동작 조건에서의 성능입니다. 변압기 T1, IGBT Q1~Q5, 다이오드 D1~D8은 모두 시스템 수준의 보호 기능을 갖추고 단락 상태에서 동작할 수 있습니다. 이러한 조건에서 전류의 상승률은 인덕터 L1에 인가된 전압을 인덕턴스로 나눈 값의 함수입니다. 인덕터 L1은 일반적으로 피크 투 피크 리플 전류를 최대값의 일정 비율 이내로 유지하도록 설계됩니다. 초퍼의 스위칭 주기 내에 시스템 차단이 이루어지는 한, 피크 전류는 잘 제어됩니다. 연장된 고장 감지 기간을 허용하면 고장 보호 회로를 충분히 필터링할 수 있어, 높은 전기 노이즈 환경에서도 오작동 없이 안정적인 트리핑 동작이 가능합니다.

초퍼와 전류원 컨버터 조합의 또 다른 핵심 특징은 단일 감지 방식으로 각 회로가 비정상적으로 높은 전류로부터 서로를 보호할 수 있다는 점입니다. 컨버터 단계의 고장은 초퍼 차단으로 보호할 수 있고, 초퍼 단계의 고장은 전류원 컨버터 차단으로 보호할 수 있습니다.

전류원 컨버터의 스위칭 상태에 대한 앞서 언급한 제약 조건은 캐치 다이오드 D16의 도입으로 해결할 수 있습니다. 이 부품은 IGBT Q1, Q3 또는 Q2, Q4가 턴오프될 때 전류 귀환 경로를 제공합니다. 다이오드 D16은 H-브리지의 최대 오프 상태 전압을 커패시터 C1 양단의 전압으로 클램핑합니다.

결론

이 글에서는 고출력 전압원 및 전류원 컨버터의 일반적인 특성과 소자 파라미터 변동 및 잘못된 스위칭 상태에 대한 민감도를 설명합니다. 전압원 컨버터는 일반적으로 입력 커패시터 양단에 직렬로 연결된 전력 소자를 갖습니다. 비정상 스위칭 상태에서는 소자의 동시 도통이 발생하여 전류가 매우 빠르게 증가할 수 있습니다. 또한, 전압원 컨버터는 주 변압기의 자심을 포화시킬 수 있는 DC 오프셋을 생성할 수도 있습니다. 이러한 조건에서 전력 반도체를 보호하려면 고속 고장 감지가 필요합니다. 높은 전기 노이즈 환경에서 전력 반도체를 보호하는 것은 어렵습니다.

전류원 컨버터는 전압원 컨버터의 전기적 쌍대이며, 개방 상태보다 단락 상태에서의 동작을 선호합니다. 이러한 토폴로지는 빠르게 상승하는 전류 스파이크를 생성할 수 없으며, 오류 조건에서 자심 포화를 야기할 수 없습니다. 전류원 컨버터는 SCR 기반 전원 공급 장치의 견고성을 갖추면서도 고주파에서 동작합니다. 전류원 컨버터는 제어 및 강화된 시스템 보호에 활용할 수 있는 추가 전력 처리 단계를 필요로 합니다.

참고 문헌

• A. I. Pressman, Switching Power Supply Design - Second Edition, New York, NY: McGraw-Hill, 1998.
• P. Wood, Switching Power Converters, New York, NY: Van Nostrand Reinhold Company, 1981.
• D. W. Shimer, A. C. Lange, J. N. Bombay, "A High-Power Switch-Mode DC Power Supply for Dynamic Loads," presented at the IEEE-IAS Annual Meeting, Oct. 1994.