电流馈电功率处理概述

在过去几十年中，数十千瓦功率范围的开关电源一直在缓慢取代传统的基于可控硅整流器（SCR）的拓扑结构。其优缺点已广为人知。开关电源的高频运行使得磁性元件的尺寸和重量得以减小，并能更快地响应线路和负载扰动。其主要缺点是对开关器件的要求往往使高功率开关电源的可靠性低于基于SCR的同类产品。

目前有多种功率电路拓扑结构被应用于高功率开关模式领域。最常见的配置由三个功率转换阶段组成：

• 交流至直流转换器，将三相输入电源转换为直流电压。
• 直流至交流逆变器或转换器，将直流母线上的电压转换为高频交流电压。
• 二次交流至直流转换器，将高频交流电压转换为直流电压。

两个交流至直流转换器在功能上非常相似，区别仅在于工作频率；转换器主要由整流器、低通滤波器和缓冲电路组成。缓冲电路限制开关瞬态电压并吸收寄生元件中储存的能量。第二阶段，即直流至交流转换器，产生驱动变压器的高频电压，频率通常在20 kHz或以上。变压器用于实现电气隔离并根据变压器匝数比产生输出电压。直流至交流转换器是最复杂的阶段，目前有多种功率处理拓扑结构投入生产。

大多数高功率直流至交流转换器采用H桥配置，即四个功率器件，用于激励高频变压器。H桥采用脉宽调制（PWM）或其他调制策略进行控制，以产生有限脉冲宽度或幅度的电压。H桥的调制产生可控的输出电压。

直流至交流转换器拓扑结构分为三类：硬开关转换器、软开关转换器和谐振转换器。各拓扑结构之间的主要区别在于开关器件在换向期间（开关转换过程）的负载线。功率器件在换向期间消耗的功率最大。

硬开关转换器允许功率器件和/或缓冲电路吸收换向能量。软开关转换器具有额外的无源电路，用于整形功率波形以减少换向期间的损耗。减少换向损耗的优势被增加的电路复杂性、额外的导通损耗（由于波形修改）以及对负载条件的敏感性所抵消。谐振功率转换器具有经过精密调谐的谐振回路，使器件电压或电流呈正弦波形。其优缺点与软开关转换器类似。谐振功率转换器是二阶系统，对时序的要求比软开关转换器更为严格。

硬开关、软开关和谐振转换器通常设计为从直流电压源运行，通常被称为电压馈电转换器。电压馈电转换器的特点是容易出现直通问题，即当一个器件未能在另一个串联器件导通之前关断时就会发生直通。虽然可以设计保护电路来最大限度地减少灾难性问题，但通常此类保护电路必须能够在一到两微秒内有效检测直通问题。器件参数的变化和电压馈电转换器的异常调制可能导致半周期电压不平衡，从而导致变压器铁芯饱和。保护电路还必须能够在功率半导体发生损坏之前检测到这些情况。

电流馈电功率转换器[1]-[3]是电压馈电转换器的电学对偶，是另一种较少为人知和使用的功率转换电路方案。与电压馈电转换器相比，这些功率转换器的优势在于直通和半周期不对称不会导致器件故障或铁芯饱和。这是基于SCR转换器的特征，也是电流馈电转换器更加坚固可靠的主要原因之一。电流馈电转换器的主要缺点是需要第四个功率转换阶段将直流母线电压转换为直流电流。虽然增加的阶段导致了额外的复杂性和损耗，但各功率转换阶段可以更高效地工作。电流馈电功率转换器拓扑结构的实施少于电压馈电转换器，主要原因是成本。

本文描述了电压馈电和电流馈电转换器之间的差异以及导致功率半导体应力的条件敏感性。还讨论了实现第四个功率转换阶段（即电压至电流转换器）的相关问题。

电压馈电转换器的特性

电压馈电转换器的简化原理图如图1所示。该转换器由H桥、绝缘栅双极型晶体管（IGBT）Q1至Q4、功率变压器T1和输出整流二极管D5至D8组成。输入电压源可以是电池、直流电源或整流交流母线。出于实际原因，需要电容器C1以确保在较高频率下具有低阻抗母线。电感器L1和电容器C2构成低通滤波器，用于去除输出端的交流分量。

在传统的硬开关PWM调制方案中，Q1、Q4在半个周期的部分时间内导通，Q2、Q3在另半个周期的部分时间内导通。这在交替半周期内均等地激励变压器T1。对变压器副边整流电压取平均值，产生与IGBT导通时间成正比的直流输出电压。

电压馈电转换器的时序至关重要。如果IGBT Q1、Q2或Q3、Q4同时导通，导通器件中的电流会迅速上升，在微秒级时间内导致器件故障。为防止这种危险工作状态，设计人员在调制方案中引入导通延迟，监测直流母线电流，并检测功率器件的导通状态。成功实施这些保护方案的挑战在于电路必须既能响应高速故障，又能不受电气噪声的影响。这是一个艰巨的挑战，尤其是在功率等级达到数十千瓦时。

电压馈电转换器的另一个问题是由导通电压变化、上升和下降时间变化以及错误开关状态产生的直流电压。用直流电压激励变压器会导致铁芯饱和和如前所述的功率器件故障。避免灾难性事件的典型方法包括在变压器中设置气隙、在变压器初级绕组中串联直流隔断电容器，以及采用电流模式调制实现逐周期电流平衡。

电流馈电转换器的特性

电流馈电转换器是电压馈电转换器的电学对偶。如图2所示，电流馈电转换器由H桥、IGBT Q1至Q4、功率变压器T1和输出整流二极管D5至D8组成。输入电流源必须通过额外的电力电子电路来产生。出于实际原因，需要电感器L1以确保在较高频率下具有高阻抗母线。与电压馈电转换器不同，输出滤波器仅由单个元件——电容器C1组成。

电流馈电转换器的工作模式中，电压和电流波形与电压馈电转换器相互转置。运行时需要对IGBT Q1至Q4进行PWM调制，但在此情况下，约束条件是Q1、Q3或Q2、Q4不得同时处于非导通状态。该约束确保H桥的输入阻抗始终为有限值；否则，电流源馈入开路将产生破坏性的高电压。（应当注意，对开关状态的约束和异常工作条件是电压馈电拓扑的电学对偶。）对变压器副边整流电流取平均值，产生与IGBT导通时间成正比的直流输出电流。

变压器T1由电流PWM波形激励，基本上对导通电压变化、上升和下降时间变化以及错误开关状态不敏感。对于电流馈电转换器，只要安匝激励在正常工作范围内，即使电流为直流，也可以防止铁芯饱和。

电流馈电转换器的缺点在于电流源并非常见，必须从电压源产生。部署降压转换器或斩波器是一个显而易见的选择，因为它们对功率半导体的利用非常高效。通过这个额外的功率转换阶段，控制可以放在电流馈电转换器、斩波器或两者中。图3展示了一个包含三相输入整流器、斩波器、电流馈电转换器和输出整流器的高功率转换器。

电流馈电转换器与输入斩波器组合的新颖特点在于其在异常工作条件下的性能。变压器T1、IGBT Q1至Q5和二极管D1至D8都可以在短路状态下运行，并具有系统级保护。在此类条件下，电流上升速率取决于施加在电感器L1上的电压除以其电感值。电感器L1的尺寸通常设计为使峰峰值纹波电流保持在其最大值的一小部分范围内。只要系统关断在斩波器开关周期内发生，峰值电流就能得到良好控制。允许延长故障检测时间使得故障保护电路可以得到充分滤波，从而在高电气噪声环境中实现稳健、无误触发的跳闸操作。

斩波器和电流馈电转换器组合的另一个关键特点是，每个电路都可以通过单一检测方案保护对方免受异常高电流的影响。转换器阶段的故障可以通过斩波器关断来保护，斩波器阶段的故障可以通过电流馈电转换器关断来保护。

前述对电流馈电转换器开关状态的约束可以通过引入续流二极管D16来规避。该元件为IGBT Q1、Q3或Q2、Q4关断时提供电流回路。二极管D16将H桥的最大关断电压钳位至电容器C1两端的电压。

结论

本文描述了高功率电压馈电和电流馈电转换器的一般特性及其对器件参数变化和错误开关状态的敏感性。电压馈电转换器通常在输入电容器两端具有串联的功率器件。异常开关状态可能导致器件同时导通，使电流非常迅速地增加。此外，电压馈电转换器还可能产生直流偏移，导致主变压器的磁芯饱和。为了在这些条件下保护功率半导体，需要高速故障检测。在高电气噪声环境中保护功率半导体是困难的。

电流馈电转换器是电压馈电转换器的电学对偶，偏好短路状态而非开路状态运行。这些拓扑结构不会产生快速上升的电流尖峰，也不会在错误条件下导致磁芯饱和。电流馈电转换器具有基于SCR电源的稳健性，但工作在高频率下。电流馈电转换器需要额外的功率处理阶段，该阶段可用于控制和增强系统保护。

参考文献

• A. I. Pressman, Switching Power Supply Design - Second Edition, New York, NY: McGraw-Hill, 1998.
• P. Wood, Switching Power Converters, New York, NY: Van Nostrand Reinhold Company, 1981.
• D. W. Shimer, A. C. Lange, J. N. Bombay, "A High-Power Switch-Mode DC Power Supply for Dynamic Loads," presented at the IEEE-IAS Annual Meeting, Oct. 1994.